Komposit Darlington-transistordrift och enhet. Standard TTL-serien Så fungerar en multivibrator

Det grundläggande logiska elementet i serien är det logiska elementet AND-NOT. I fig. Figur 2.3 visar diagram över de tre initiala NAND TTL-elementen. Alla kretsar innehåller tre huvudsteg: transistoringång VT1, implementera den logiska OCH-funktionen; fasseparerande transistor VT2 och ett push-pull slutsteg.

Fig 2.3.a. Schematiskt diagram över grundelementet i K131-serien

Funktionsprincipen för det logiska elementet i K131-serien (Fig. 2.3.a) är som följer: när en lågnivåsignal (0 - 0,4V) tas emot vid någon av ingångarna, bas-emitterövergången för multi -emittertransistorn VT1 är framåtspänd (olåst), och nästan hela strömmen som flyter genom motståndet R1 förgrenas till jord, vilket resulterar i att VT2 stänger och arbetar i avstängningsläge. Strömmen som flyter genom motståndet R2 mättar basen av transistorn VT3. Transistorer VT3 och VT4 anslutna enligt Darlington-kretsen bildar en sammansatt transistor, som är en emitterföljare. Den fungerar som ett slutsteg för att förstärka signaleffekten. En signal med hög logisk nivå genereras vid kretsens utgång.

Om en högnivåsignal tillförs alla ingångar är bas-emitterövergången på multi-emittertransistorn VT1 i slutet läge. Strömmen som flyter genom motståndet R1 mättar basen av transistorn VT1, som ett resultat av vilket transistorn VT5 låses upp och en logisk nollnivå sätts vid kretsens utgång.

Eftersom transistorerna VT4 och VT5 vid omkopplingstillfället är öppna och en stor ström flyter genom dem, införs ett begränsningsmotstånd R5 i kretsen.

VT2, R2 och R3 bildar en fasseparerande kaskad. Det är nödvändigt att slå på utgångs-n-p-n-transistorerna en efter en. Kaskaden har två utgångar: kollektor och emitter, signalerna på vilka är motfas.

Dioderna VD1 - VD3 är skydd mot negativa impulser.

Fig 2.3.b, c. Schematiska diagram av de grundläggande elementen i K155- och K134-serien

I mikrokretsar i serierna K155 och K134 är slutsteget byggt på en icke-komposit repeater (endast en transistor VT3) och en mättbar transistor VT5 med införandet av en nivåväxlingsdiod VD4(Fig. 2.3, b, c). De två sista stegen bildar en komplex växelriktare som implementerar den logiska NOT-operationen. Om du introducerar två fasseparerande steg, implementeras OR-NOT-funktionen.

I fig. 2.3, och visar det grundläggande logiska elementet i K131-serien (utländsk analog - 74N). Grundelementet i K155-serien (utländsk analog - 74) visas i fig. 2.3, b, a i fig. 2.3, c - element i K134-serien (utländsk analog - 74L). Nu är dessa serier praktiskt taget inte utvecklade.

TTL-mikrokretsar av den initiala utvecklingen började aktivt ersättas av TTLSh-mikrokretsar, som har korsningar med en Schottky-barriär i sin inre struktur. Schottky-övergångstransistorn (Schottky-transistorn) är baserad på den välkända kretsen för en omättad transistoromkopplare (Fig. 2.4.a).

Figur 2.4. Förklaring av principen för att erhålla en struktur med en Schottky-övergång:
a - omättad transistoromkopplare; b - transistor med en Schottky-diod; c - symbol för Schottky-transistorn.

För att förhindra att transistorn går in i mättnad är en diod ansluten mellan kollektorn och basen. Användningen av en återkopplingsdiod för att eliminera transistormättnad föreslogs först av B. N. Kononov. Men i detta fall kan den öka till 1 V. Den ideala dioden är en Schottky-barriärdiod. Det är en kontakt som bildas mellan en metall och en lätt dopad n-halvledare. I en metall är bara några av elektronerna fria (de utanför valenszonen). I en halvledare finns fria elektroner vid ledningsgränsen som skapas genom tillsats av föroreningsatomer. I frånvaro av förspänning är antalet elektroner som passerar barriären på båda sidor detsamma, d.v.s. det finns ingen ström. När de är framåtspända har elektroner energin att passera potentialbarriären och passera in i metallen. När förspänningen ökar minskar barriärens bredd och framåtströmmen ökar snabbt.

När de är omvända förspända kräver elektroner i en halvledare mer energi för att övervinna potentialbarriären. För elektroner i en metall är potentialbarriären inte beroende av förspänningen, så en liten omvänd ström flyter, som förblir praktiskt taget konstant tills ett lavinbrott inträffar.

Strömmen i Schottky-dioder bestäms av majoritetens bärvågor, så den är större vid samma framåtförspänning och därför är framåtspänningsfallet över Schottky-dioden mindre än vid en konventionell pn-övergång vid en given ström. Således har Schottky-dioden en tröskelöppningsspänning i storleksordningen (0,2-0,3) V, i motsats till tröskelspänningen för en konventionell kiseldiod på 0,7 V, och minskar avsevärt livslängden för minoritetsbärare i halvledaren.

I diagrammet i fig. 2.4, b transistor VT1 hindras från att gå till mättnad av en Shatky-diod med en låg öppningströskel (0,2...0,3) V, så spänningen kommer att öka något jämfört med en mättad transistor VT1. I fig. 2.4, c visar en krets med en "Schottky-transistor". Baserat på Schottky-transistorer producerades mikrokretsar av två huvudserier av TTLSh (Fig. 2.5).

I fig. 2.5, och visar ett diagram över ett höghastighetslogikelement som används som bas för mikrokretsar i K531-serien (utländsk analog - 74S), (S är den första bokstaven i efternamnet till den tyska fysikern Schottky). I detta element är emitterkretsen för en fasseparerande kaskad gjord på en transistor VT2, strömgeneratorn är påslagen - transistor VT6 med motstånd R4 Och R5. Detta gör att du kan öka prestandan för det logiska elementet. Annars liknar detta logiska element grundelementet i K131-serien. Men införandet av Schottky-transistorer gjorde det möjligt att reducera tzd.r fördubblats.

I fig. 2.5, b visar ett diagram över det grundläggande logiska elementet i K555-serien (utländsk analog - 74LS). I denna krets, istället för en multi-emittertransistor, används en matris av Schottky-dioder vid ingången. Införandet av Shatky-dioder eliminerar ackumuleringen av överskott av basladdningar, vilket ökar transistorns avstängningstid och säkerställer stabiliteten hos omkopplingstiden över ett temperaturområde.

Motstånd R6 på utgångsstegets övre arm skapar den nödvändiga spänningen vid basen av transistorn VT3 för att öppna den. För att minska strömförbrukningen när grinden är stängd (), ett motstånd R6 anslut inte till den gemensamma bussen, utan till utgången på elementet.

Diod VD7, ansluten i serie med R6 och parallellt med kollektorbelastningsmotståndet för den fasseparerande kaskaden R2, låter dig minska kretsens startfördröjning genom att använda en del av energin som lagras i belastningskapacitansen för att öka transistorkollektorströmmen VT1 i övergångsläge.

Transistor VT3 implementeras utan Schottky-dioder, eftersom den arbetar i aktivt läge (sändarföljare).

I den här artikeln kommer vi att prata om multivibratorn, hur den fungerar, hur man ansluter en last till multivibratorn och beräkningen av en transistorsymmetrisk multivibrator.

Multivibratorär en enkel rektangulär pulsgenerator som arbetar i självoscillatorläge. För att använda den behöver du bara ström från ett batteri eller annan strömkälla. Låt oss överväga den enklaste symmetriska multivibratorn som använder transistorer. Dess diagram visas i figuren. Multivibratorn kan vara mer komplicerad beroende på de nödvändiga funktionerna som utförs, men alla element som presenteras i figuren är obligatoriska, utan dem fungerar inte multivibratorn.

Driften av en symmetrisk multivibrator är baserad på laddnings-urladdningsprocesserna hos kondensatorer, som tillsammans med motstånd bildar RC-kretsar.

Jag skrev tidigare om hur RC-kretsar fungerar i min artikel Kondensator, som du kan läsa på min hemsida. På Internet, om du hittar material om en symmetrisk multivibrator, presenteras det kort och inte begripligt. Denna omständighet tillåter inte nybörjare radioamatörer att förstå någonting, utan hjälper bara erfarna elektronikingenjörer att komma ihåg något. På begäran av en av mina webbplatsbesökare bestämde jag mig för att eliminera denna lucka.

Hur fungerar en multivibrator?

I det första ögonblicket av strömförsörjning urladdas kondensatorerna C1 och C2, så deras strömresistans är låg. Det låga motståndet hos kondensatorerna leder till den "snabba" öppningen av transistorerna orsakad av strömflödet:

— VT2 längs vägen (visas i rött): "+ strömförsörjning > motstånd R1 > lågt motstånd för urladdad C1 > bas-emitterövergång VT2 > — strömförsörjning";

— VT1 längs banan (visas i blått): "+ strömförsörjning > motstånd R4 > lågt motstånd för urladdad C2 > bas-emitterövergång VT1 > — strömförsörjning."

Detta är det "ostadiga" driftsättet för multivibratorn. Det varar under en mycket kort tid, endast bestäms av hastigheten på transistorerna. Och det finns inga två transistorer som är helt identiska i parametrar. Vilken transistor som än öppnas snabbare kommer att förbli öppen - "vinnaren". Låt oss anta att det i vårt diagram visar sig vara VT2. Sedan, genom det låga motståndet hos den urladdade kondensatorn C2 och det låga motståndet hos kollektor-emitterövergången VT2, kommer basen av transistorn VT1 att kortslutas till emittern VT1. Som ett resultat kommer transistorn VT1 att tvingas stänga - "bli besegrad".

Eftersom transistor VT1 är stängd uppstår en "snabb" laddning av kondensatorn C1 längs vägen: "+ strömförsörjning > motstånd R1 > lågt motstånd för urladdad C1 > bas-emitterövergång VT2 > - strömförsörjning." Denna laddning sker nästan upp till spänningen i nätaggregatet.

Samtidigt laddas kondensatorn C2 med en ström med omvänd polaritet längs vägen: "+ strömkälla > motstånd R3 > lågt motstånd hos urladdad C2 > kollektor-emitterövergång VT2 > - strömkälla." Laddningstiden bestäms av betygen R3 och C2. De bestämmer vid vilken tidpunkt VT1 är i stängt tillstånd.

När kondensator C2 laddas till en spänning som är ungefär lika med spänningen på 0,7-1,0 volt, kommer dess motstånd att öka och transistor VT1 öppnas med spänningen som appliceras längs banan: "+ strömförsörjning > motstånd R3 > bas-emitterövergång VT1 > - strömförsörjning." I detta fall kommer spänningen för den laddade kondensatorn Cl, genom den öppna kollektor-emitterövergången VT1, att appliceras på emitter-basövergången hos transistorn VT2 med omvänd polaritet. Som ett resultat kommer VT2 att stänga, och strömmen som tidigare passerade genom den öppna kollektor-emitterövergången VT2 kommer att flöda genom kretsen: "+ strömförsörjning > motstånd R4 > låg resistans C2 > bas-emitterövergång VT1 > — strömförsörjning. ” Denna krets kommer snabbt att ladda kondensator C2. Från detta ögonblick börjar "steady-state" självgenereringsläget.

Drift av en symmetrisk multivibrator i "steady-state"-genereringsläge

Den första halvcykeln av drift (oscillation) av multivibratorn börjar.

När transistor VT1 är öppen och VT2 är stängd, som jag nyss skrev, laddas kondensator C2 snabbt upp (från en spänning på 0,7...1,0 volt av en polaritet, till spänningen hos strömkällan med motsatt polaritet) längs kretsen : "+ strömförsörjning > motstånd R4 > låg resistans C2 > bas-emitterövergång VT1 > - strömförsörjning." Dessutom laddas kondensatorn C1 långsamt om (från strömkällans spänning med en polaritet till en spänning på 0,7...1,0 volt av motsatt polaritet) längs kretsen: "+ strömkälla > motstånd R2 > höger platta C1 > vänster platta C1 > kollektor-emitterövergång för transistor VT1 > - - strömkälla."

När spänningen vid basen av VT2, som ett resultat av omladdningen av C1, når ett värde av +0,6 volt i förhållande till emittern hos VT2, kommer transistorn att öppnas. Därför kommer spänningen hos den laddade kondensatorn C2, genom den öppna kollektor-emitterövergången VT2, att tillföras emitter-basövergången hos transistorn VT1 med omvänd polaritet. VT1 kommer att stängas.

Multivibratorns andra halva operationscykel (oscillation) börjar.

När transistorn VT2 är öppen och VT1 är stängd laddas kondensatorn C1 snabbt upp (från en spänning på 0,7...1,0 volt av en polaritet, till spänningen hos strömkällan med motsatt polaritet) längs kretsen: "+ strömförsörjning > motstånd R1 > låg resistans C1 > basemitterövergång VT2 > - strömförsörjning." Dessutom laddas kondensatorn C2 långsamt om (från spänningen från strömkällan med en polaritet till en spänning på 0,7...1,0 volt av motsatt polaritet) längs kretsen: "höger platta av C2 > kollektor-emitterövergång av transistor VT2 > - strömförsörjning > + strömkälla > motstånd R3 > vänster platta C2". När spänningen vid basen av VT1 når +0,6 volt i förhållande till emittern på VT1, kommer transistorn att öppnas. Därför kommer spänningen hos den laddade kondensatorn Cl, genom den öppna kollektor-emitterövergången VT1, att tillföras emitter-basövergången hos transistorn VT2 med omvänd polaritet. VT2 kommer att stängas. Vid denna tidpunkt slutar den andra halvcykeln av multivibratoroscillationen, och den första halvcykeln börjar igen.

Processen upprepas tills multivibratorn kopplas bort från strömkällan.

Metoder för att ansluta en last till en symmetrisk multivibrator

Rektangulära pulser avlägsnas från två punkter i en symmetrisk multivibrator– transistorkollektorer. När det finns en "hög" potential på en kollektor, då finns det en "låg" potential på den andra kollektorn (den saknas), och vice versa - när det finns en "låg" potential på en utgång, då finns det en "hög" potential på den andra. Detta visas tydligt i tidsdiagrammet nedan.

Multivibratorbelastningen måste kopplas parallellt med ett av kollektormotstånden, men inte i något fall parallellt med kollektor-emittertransistorövergången. Du kan inte förbigå transistorn med en belastning. Om detta villkor inte är uppfyllt, kommer åtminstone varaktigheten av pulserna att ändras, och högst kommer multivibratorn inte att fungera. Bilden nedan visar hur man ansluter lasten korrekt och hur man inte gör det.

För att belastningen inte ska påverka själva multivibratorn måste den ha tillräckligt ingångsmotstånd. För detta ändamål används vanligtvis bufferttransistorsteg.

Exemplet visar kopplar ett lågimpedans dynamiskt huvud till en multivibrator. Ett extra motstånd ökar buffertstegets inresistans och eliminerar därmed buffertstegets påverkan på multivibratortransistorn. Dess värde bör inte vara mindre än 10 gånger värdet på kollektormotståndet. Att ansluta två transistorer i en "komposittransistor"-krets ökar utströmmen avsevärt. I detta fall är det korrekt att ansluta buffertstegets bas-emitterkrets parallellt med multivibratorns kollektormotstånd och inte parallellt med multivibratortransistorns kollektor-emitterövergång.

För anslutning av ett högimpedans dynamiskt huvud till en multivibrator ett buffertsteg behövs inte. Huvudet är anslutet istället för ett av kollektormotstånden. Det enda villkoret som måste uppfyllas är att strömmen som flyter genom det dynamiska huvudet inte får överstiga transistorns maximala kollektorström.

Om du vill ansluta vanliga lysdioder till multivibratorn– för att göra ett "blinkande ljus", så krävs inte buffertkaskader för detta. De kan seriekopplas med kollektormotstånd. Detta beror på det faktum att LED-strömmen är liten, och spänningsfallet över den under drift är inte mer än en volt. Därför har de ingen effekt på multivibratorns funktion. Det är sant att detta inte gäller superljusa lysdioder, för vilka driftsströmmen är högre och spänningsfallet kan vara från 3,5 till 10 volt. Men i det här fallet finns det en väg ut - öka matningsspänningen och använd transistorer med hög effekt, vilket ger tillräcklig kollektorström.

Observera att oxidkondensatorer (elektrolytiska) är anslutna med sina positiva till transistorernas kollektorer. Detta beror på det faktum att på basen av bipolära transistorer spänningen inte stiger över 0,7 volt i förhållande till emittern, och i vårt fall är emitterna minus av strömförsörjningen. Men vid transistorernas kollektorer ändras spänningen nästan från noll till strömkällans spänning. Oxidkondensatorer kan inte utföra sin funktion när de är anslutna med omvänd polaritet. Naturligtvis, om du använder transistorer med en annan struktur (inte N-P-N, utan P-N-P-struktur), måste du förutom att ändra strömkällans polaritet vända lysdioderna med katoderna "upp i kretsen" och kondensatorerna med plusen till transistorernas baser.

Låt oss ta reda på det nu Vilka parametrar för multivibratorelementen bestämmer utströmmarna och genereringsfrekvensen för multivibratorn?

Vad påverkar värdena på kollektormotstånd? Jag har sett i några mediokra internetartiklar att värdena på kollektormotstånd inte nämnvärt påverkar multivibratorns frekvens. Allt detta är fullständigt nonsens! Om multivibratorn är korrekt beräknad, kommer en avvikelse av värdena för dessa motstånd med mer än fem gånger från det beräknade värdet inte att ändra multivibratorns frekvens. Huvudsaken är att deras motstånd är mindre än basmotstånden, eftersom kollektormotstånd ger snabb laddning av kondensatorer. Men å andra sidan är värdena på kollektormotstånd de viktigaste för att beräkna strömförbrukningen från strömkällan, vars värde inte bör överstiga transistorernas effekt. Om du tittar på det, om de är korrekt anslutna, har de inte ens en direkt effekt på multivibratorns uteffekt. Men varaktigheten mellan omkopplingarna (multivibratorfrekvens) bestäms av den "långsamma" laddningen av kondensatorerna. Laddningstiden bestäms av RC-kretsarnas märkvärden - basmotstånd och kondensatorer (R2C1 och R3C2).

En multivibrator, även om den kallas symmetrisk, hänvisar denna endast till kretsen i dess konstruktion, och den kan producera både symmetriska och asymmetriska utpulser i varaktighet. Pulslängden (hög nivå) på VT1-kollektorn bestäms av klassificeringarna för R3 och C2, och pulslängden (hög nivå) på VT2-kollektorn bestäms av klassificeringarna R2 och C1.

Varaktigheten av laddningskondensatorer bestäms av en enkel formel, där Tau- pulslängd i sekunder, R– motståndsmotstånd i ohm, MED– kondensatorns kapacitans i Farads:

Således, om du inte redan har glömt vad som skrevs i den här artikeln ett par stycken tidigare:

Om det finns jämlikhet R2=R3 Och C1=C2, vid utgångarna på multivibratorn kommer det att finnas en "meander" - rektangulära pulser med en varaktighet som är lika med pauserna mellan pulserna, som du ser i figuren.

Hela oscillationsperioden för multivibratorn är T lika med summan av puls- och pausvaraktigheter:

Oscillationsfrekvens F(Hz) relaterad till period T(sek) genom förhållandet:

Som regel, om det finns några beräkningar av radiokretsar på Internet, är de magra. Det är därför Låt oss beräkna elementen i en symmetrisk multivibrator med hjälp av exemplet .

Som alla transistorsteg måste beräkningen utföras från slutet - utgången. Och vid utgången har vi ett buffertsteg, sedan finns det kollektormotstånd. Kollektormotstånd R1 och R4 utför funktionen att ladda transistorerna. Kollektormotstånd har ingen effekt på genereringsfrekvensen. De beräknas baserat på parametrarna för de valda transistorerna. Därför beräknar vi först kollektormotstånden, sedan basmotstånden, sedan kondensatorerna och sedan buffertsteget.

Procedur och exempel på beräkning av en transistorsymmetrisk multivibrator

Initial data:

Matningsspänning Ui.p. = 12 V.

Erforderlig multivibratorfrekvens F = 0,2 Hz (T = 5 sekunder), och pulslängden är lika med 1 (en sekund.

En bilglödlampa används som last. 12 volt, 15 watt.

Som du gissat kommer vi att beräkna ett "blinkande ljus" som blinkar en gång var femte sekund, och glödens varaktighet kommer att vara 1 sekund.

Val av transistorer för multivibratorn. Till exempel har vi de vanligaste transistorerna under sovjettiden KT315G.

För dem: Pmax=150 mW; Imax=150 mA; h21>50.

Transistorer för buffertsteget väljs baserat på belastningsströmmen.

För att inte avbilda diagrammet två gånger har jag redan undertecknat värdena för elementen på diagrammet. Deras beräkning ges ytterligare i beslutet.

Lösning:

1. Först och främst måste du förstå att driften av en transistor med höga strömmar i växlingsläge är säkrare för transistorn själv än att arbeta i förstärkningsläge. Därför finns det inget behov av att beräkna effekten för övergångstillståndet vid de ögonblick då en alternerande signal passerar genom driftspunkten "B" för transistorns statiska läge - övergången från öppet tillstånd till stängt tillstånd och tillbaka . För pulskretsar byggda på bipolära transistorer beräknas vanligtvis effekten för transistorerna i öppet tillstånd.

Först bestämmer vi transistorernas maximala effektförlust, vilket bör vara ett värde 20 procent mindre (faktor 0,8) än den maximala effekten för transistorn som anges i referensboken. Men varför behöver vi köra in multivibratorn i det stela ramverket av höga strömmar? Och även med ökad effekt kommer energiförbrukningen från kraftkällan att vara stor, men det blir liten nytta. Därför, efter att ha bestämt den maximala effektförlusten för transistorer, kommer vi att minska den med 3 gånger. En ytterligare minskning av effektförlusten är oönskad eftersom driften av en multivibrator baserad på bipolära transistorer i lågströmsläge är ett "instabilt" fenomen. Om strömkällan inte bara används för multivibratorn, eller om den inte är helt stabil, kommer även multivibratorns frekvens att "flyta".

Vi bestämmer maximal effektförlust: Pdis.max = 0,8 * Pmax = 0,8 * 150 mW = 120 mW

Vi bestämmer märkeffekten: Pdis.nom. = 120 / 3 = 40 mW

2. Bestäm kollektorströmmen i öppet tillstånd: Ik0 = Pdis.nom. / Ui.p. = 40mW / 12V = 3,3mA

Låt oss ta det som den maximala kollektorströmmen.

3. Låt oss ta reda på värdet på resistansen och effekten av kollektorbelastningen: Rk.total = Ui.p./Ik0 = 12V/3.3mA = 3.6 kOhm

Vi väljer motstånd från det befintliga nominella området som är så nära 3,6 kOhm som möjligt. Den nominella serien av motstånd har ett nominellt värde på 3,6 kOhm, så vi beräknar först värdet på kollektormotstånden R1 och R4 i multivibratorn: Rk = R1 = R4 = 3,6 kOhm.

Effekten hos kollektormotstånden R1 och R4 är lika med märkeffektförlusten för transistorerna Pras.nom. = 40 mW. Vi använder motstånd med en effekt som överstiger den specificerade Pras.nom. - typ MLT-0.125.

4. Låt oss gå vidare till att beräkna grundmotstånden R2 och R3. Deras klassificering bestäms baserat på förstärkningen av transistorerna h21. Samtidigt, för tillförlitlig drift av multivibratorn, måste motståndsvärdet ligga inom intervallet: 5 gånger större än kollektormotståndens resistans och mindre än produkten Rк * h21. I vårt fall Rmin = 3,6 * 5 = 18 kOhm och Rmax = 3,6 * 50 = 180 kOhm

Således kan värdena på motståndet Rb (R2 och R3) vara i intervallet 18...180 kOhm. Vi väljer först medelvärdet = 100 kOhm. Men det är inte slutgiltigt, eftersom vi måste tillhandahålla den erforderliga frekvensen för multivibratorn, och som jag skrev tidigare beror multivibratorns frekvens direkt på basmotstånden R2 och R3, såväl som på kondensatorernas kapacitans.

5. Beräkna kapacitanserna för kondensatorerna C1 och C2 och, om nödvändigt, beräkna om värdena för R2 och R3.

Värdena på kapacitansen hos kondensatorn C1 och resistansen hos motståndet R2 bestämmer varaktigheten av utgångspulsen på kollektorn VT2. Det är under denna impuls som vår glödlampa ska lysa. Och i tillståndet var pulslängden inställd på 1 sekund.

Låt oss bestämma kondensatorns kapacitans: C1 = 1 sek / 100 kOhm = 10 µF

En kondensator med en kapacitet på 10 μF ingår i det nominella området, så det passar oss.

Värdena på kapacitansen hos kondensatorn C2 och resistansen hos motståndet R3 bestämmer varaktigheten av utpulsen på kollektorn VT1. Det är under denna puls som det blir en "paus" på VT2-kollektorn och vår glödlampa ska inte lysa. Och i tillståndet specificerades en hel period på 5 sekunder med en pulslängd på 1 sekund. Därför är pausens längd 5 sekunder – 1 sekund = 4 sekunder.

Efter att ha omvandlat formeln för laddningstid, har vi Låt oss bestämma kondensatorns kapacitans: C2 = 4 sek / 100 kOhm = 40 μF

En kondensator med en kapacitet på 40 μF ingår inte i det nominella området, så det passar oss inte, och vi tar en kondensator med en kapacitet på 47 μF som är så nära den som möjligt. Men som du förstår kommer "paus"-tiden också att ändras. För att förhindra att detta händer har vi Låt oss räkna om motståndet för motståndet R3 baserat på varaktigheten av pausen och kapacitansen för kondensator C2: R3 = 4 sek / 47 µF = 85 kOhm

Enligt den nominella serien är det närmaste värdet på motståndsresistansen 82 kOhm.

Så vi fick värdena för multivibratorelementen:

R1 = 3,6 kOhm, R2 = 100 kOhm, R3 = 82 kOhm, R4 = 3,6 kOhm, C1 = 10 µF, C2 = 47 µF.

6. Beräkna värdet på resistor R5 för buffertsteget.

För att eliminera påverkan på multivibratorn väljs resistansen hos det ytterligare begränsningsmotståndet R5 att vara minst 2 gånger större än resistansen hos kollektormotståndet R4 (och i vissa fall mer). Dess motstånd, tillsammans med resistansen hos emitter-basövergångarna VT3 och VT4, kommer i detta fall inte att påverka parametrarna för multivibratorn.

R5 = R4 * 2 = 3,6 * 2 = 7,2 kOhm

Enligt den nominella serien är det närmaste motståndet 7,5 kOhm.

Med ett motståndsvärde på R5 = 7,5 kOhm kommer buffertstegets styrström att vara lika med:

Jag kontrollerar = (Ui.p. - Ube) / R5 = (12v - 1,2v) / 7,5 kOhm = 1,44 mA

Dessutom, som jag skrev tidigare, påverkar kollektorbelastningen för multivibratortransistorerna inte dess frekvens, så om du inte har ett sådant motstånd, kan du ersätta det med en annan "nära" klassificering (5 ... 9 kOhm) ). Det är bättre om detta är i minskningsriktningen, så att det inte blir något fall i styrströmmen i buffertsteget. Men kom ihåg att det extra motståndet är en extra belastning för transistor VT2 i multivibratorn, så strömmen som flyter genom detta motstånd läggs till strömmen för kollektormotstånd R4 och är en belastning för transistor VT2: Ittotal = Ik + Icontrol. = 3,3mA + 1,44mA = 4,74mA

Den totala belastningen på kollektorn på transistor VT2 är inom normala gränser. Om den överskrider den maximala kollektorströmmen som anges i referensboken och multiplicerad med en faktor på 0,8, öka motståndet R4 tills belastningsströmmen är tillräckligt reducerad, eller använd en kraftfullare transistor.

7. Vi måste ge ström till glödlampan In = Рн / Ui.p. = 15W / 12V = 1,25 A

Men buffertstegets styrström är 1,44 mA. Multivibratorströmmen måste ökas med ett värde lika med förhållandet:

In / Icontrol = 1,25A / 0,00144A = 870 gånger.

Hur man gör det? För betydande utströmsförstärkning använd transistorkaskader byggda enligt kretsen "komposittransistor". Den första transistorn är vanligtvis lågeffekt (vi kommer att använda KT361G), den har den högsta förstärkningen och den andra måste ge tillräcklig belastningsström (låt oss ta den inte mindre vanliga KT814B). Sedan multipliceras deras transmissionskoefficienter h21. Så för KT361G-transistorn h21>50, och för KT814B-transistorn h21=40. Och den totala överföringskoefficienten för dessa transistorer anslutna enligt kretsen "komposittransistor": h21 = 50 * 40 = 2000. Denna siffra är större än 870, så dessa transistorer är tillräckligt för att styra en glödlampa.

Tja, det är allt!

Om vi ​​till exempel tar en transistor MJE3055T den har en maximal ström på 10A, och förstärkningen är bara cirka 50; följaktligen, för att den ska öppnas helt, måste den pumpa cirka tvåhundra milliampere ström in i basen. En vanlig MK-utgång klarar inte så mycket, men om du ansluter en svagare transistor mellan dem (någon sorts BC337) som kan dra dessa 200mA, så är det enkelt. Men detta är så att han vet. Tänk om du måste göra ett kontrollsystem av improviserat skräp - det kommer väl till pass.

I praktiken färdiggjord transistoraggregat. Externt skiljer den sig inte från en konventionell transistor. Samma kropp, samma tre ben. Det är bara det att den har mycket kraft, och styrströmmen är mikroskopisk :) I prislistor bryr de sig vanligtvis inte och skriver helt enkelt - en Darlington-transistor eller en komposittransistor.

Till exempel ett par BDW93C(NPN) och BDW94С(PNP) Här är deras interna struktur från databladet.

Dessutom finns det Darlington församlingar. När flera packas i ett paket på en gång. En oumbärlig sak när du behöver styra någon kraftfull LED-display eller stegmotor (). Ett utmärkt exempel på en sådan konstruktion - mycket populär och lättillgänglig ULN2003, kapabel att dra upp till 500 mA för var och en av dess sju sammansättningar. Utgångar är möjliga inkludera parallellt för att höja den nuvarande gränsen. Totalt kan en ULN bära så mycket som 3,5A genom sig själv om alla dess in- och utgångar är parallelliserade. Det som gör mig glad med det är att utgången ligger mittemot ingången, det är väldigt bekvämt att dra brädan under den. Direkt.

Databladet visar den interna strukturen för detta chip. Som du kan se finns det även skyddsdioder här. Trots att de är ritade som om de vore operationsförstärkare är utgången här en öppen kollektortyp. Det vill säga, han kan bara kortsluta till marken. Det som framgår av samma datablad om man tittar på strukturen hos en ventil.

7.2 Transistor VT1

Som transistor VT1 använder vi transistor KT339A med samma arbetspunkt som för transistor VT2:

Låt oss ta Rk = 100 (Ohm).

Låt oss beräkna parametrarna för den ekvivalenta kretsen för en given transistor med formlerna 5.1 - 5.13 och 7.1 - 7.3.

Sk(req)=Sk(pass)*=2×=1,41 (pF), där

Sk(required)-kapacitans för kollektorövergången vid en given Uke0,

Sk(pasp) är ett referensvärde för samlarkapaciteten vid Uke(pasp).

rb= =17,7 (Ohm); gb==0,057 (Cm), där

rb-bas motstånd,

Referensvärde för återkopplingsslingans konstant.

rе= ==6,54 (Ohm), där

återsändarmotstånd.

gbe===1,51(mS), där

gbe-base-emitter konduktivitet,

Referensvärde för den statiska strömöverföringskoefficienten i en gemensam emitterkrets.

Ce===0,803 (pF), där

C är emitterkapaciteten,

ft-referensvärde för transistorns gränsfrekvens vid vilken =1

Ri= =1000 (Ohm), där

Ri är transistorns utgångsresistans,

Uke0(add), Ik0(add) - respektive namnskyltens värden för den tillåtna spänningen på kollektorn och den konstanta komponenten av kollektorströmmen.

– ingångsresistans och ingångskapacitans för belastningssteget.

Den övre gränsfrekvensen är förutsatt att varje steg har 0,75 dB distorsion. Detta värde på f uppfyller de tekniska specifikationerna. Ingen korrigering behövs.

7.2.1 Beräkning av det termiska stabiliseringsschemat

Som sades i avsnitt 7.1.1, i denna förstärkare, är emittertermisk stabilisering mest acceptabel eftersom KT339A-transistorn har låg effekt, och dessutom är emitterstabilisering lätt att implementera. Emitterns termiska stabiliseringskrets visas i figur 4.1.

Beräkningsprocedur:

1. Välj emitterspänning, delarström och matningsspänning;

2. Sedan ska vi räkna.

Delningsströmmen är vald att vara lika med, där är transistorns basström och beräknas med formeln:

Matningsspänningen beräknas med formeln: (V)

Motståndsvärdena beräknas med följande formler:

8. Distorsion införd av ingångskretsen

Ett schematiskt diagram över kaskad-ingångskretsen visas i fig. 8.1.

Figur 8.1 - Schematiskt diagram över kaskad-ingångskretsen

Förutsatt att ingångsimpedansen för kaskaden approximeras av en parallell RC-krets, beskrivs överföringskoefficienten för ingångskretsen i högfrekvensområdet med uttrycket:

– ingångsresistans och ingångskapacitans för kaskaden.

Värdet på ingångskretsen beräknas med formeln (5.13), där värdet ersätts.

9. Beräkning av C f, R f, C r

Förstärkarens kretsschema innehåller fyra kopplingskondensatorer och tre stabiliseringskondensatorer. De tekniska specifikationerna säger att distorsionen av den platta toppen av pulsen inte bör vara mer än 5%. Därför bör varje kopplingskondensator förvränga den platta toppen av pulsen med högst 0,71 %.

Flat top distorsion beräknas med formeln:

där τ och är pulslängden.

Låt oss beräkna τ n:

τ n och C p är relaterade av relationen:

där Rl, Rp - motstånd till vänster och höger om kapacitansen.

Låt oss beräkna C r. Ingångsresistansen för det första steget är lika med resistansen för de parallellkopplade resistanserna: ingångstransistor, Rb1 och Rb2.

Rp=R i ||Rb1 ||Rb2 =628(Ohm)

Utgångsresistansen för det första steget är lika med parallellkopplingen Rк och utgångsresistansen hos transistorn Ri.

Rl =Rк||Ri=90,3(Ohm)

Rp=R i ||Rb1 ||Rb2 =620(Ohm)

R l =Rк||Ri=444(Ohm)

Rp =R i ||Rb1 ||Rb2 =48(Ohm)

R l =Rк||Ri=71(Ohm)

Rp=Rn=75(Ohm)

där Cpl är separeringskondensatorn mellan Rg och det första steget, C12 - mellan den första och andra kaskaden, C23 - mellan det andra och tredje, C3 - mellan det sista steget och belastningen. Genom att placera alla andra behållare vid 479∙10 -9 F kommer vi att säkerställa en nedgång som är mindre än vad som krävs.

Låt oss beräkna Rf och Cf (U R Ф =1V):

10. Slutsats

I detta kursprojekt har en pulsförstärkare utvecklats med hjälp av transistorerna 2T602A, KT339A, och har följande tekniska egenskaper:

Övre gränsfrekvens 14 MHz;

Förstärkning 64 dB;

Generator och belastningsmotstånd 75 Ohm;

Matningsspänning 18 V.

Förstärkarkretsen visas i figur 10.1.

Figur 10.1 - Förstärkarkrets

Vid beräkning av förstärkarens egenskaper användes följande programvara: MathCad, Work Bench.

Litteratur

1. Halvledarenheter. Medel- och högeffekttransistorer: Directory / A.A. Zaitsev, A.I. Mirkin, V.V. Mokryakov och andra. Redigerad av A.V. Golomedova.-M.: Radio och kommunikation, 1989.-640 sid.

2. Beräkning av högfrekventa korrigeringselement för förstärkarsteg med bipolära transistorer. Utbildnings- och metodhandbok om kursdesign för studenter på radiotekniska specialiteter / A.A. Titov, Tomsk: Vol. stat University of Control Systems and Radioelectronics, 2002. - 45 sid.

Jobbar direkt. Arbetslinjen passerar genom punkterna Uke=Ek och Ik=Ek÷Rn och skär graferna för utgångsegenskaperna (basströmmar). För att uppnå största amplitud vid beräkning av en pulsförstärkare valdes arbetspunkten närmare den lägsta spänningen eftersom slutsteget kommer att ha en negativ puls. Enligt grafen över utgångsegenskaperna (fig. 1) hittades värdena IKpost = 4,5 mA, ....

Beräkning av Sf, Rf, ons 10. Avslutning Litteratur TEKNISK UPPDRAG nr 2 för kursutformning inom disciplinen ”Nuclear power plant circuitry” för student gr. 180 Kurmanov B.A. Projektämne: Pulsförstärkare Generatorresistans Rg = 75 Ohm. Förstärkning K = 25 dB. Pulslängd 0,5 μs. Polariteten är "positiv". Driftförhållande 2. Avsättningstid 25 ns. Släpp...

Att för att matcha belastningsresistansen är det nödvändigt att installera en emitterföljare efter förstärkningsstegen, låt oss rita förstärkarkretsen: 2.2 Beräkning av förstärkarens statiska läge Vi beräknar det första förstärkningssteget. Vi väljer driftspunkten för det första förstärkarsteget. Dess egenskaper:...

Resistansen hos ingångssignalkällan, och därför ändrar optimalitetstillståndet under bestrålning, leder inte till en ytterligare ökning av brus. Strålningseffekter i IOU. Inverkan av AI på IOU-parametrar. Integrerade operationsförstärkare (IOA) är högkvalitativa precisionsförstärkare som tillhör klassen av universella och multifunktionella analoga...

När man designar kretsar för radioelektroniska enheter är det ofta önskvärt att ha transistorer med parametrar bättre än de modeller som erbjuds av tillverkare av radioelektroniska komponenter (eller bättre än vad som är möjligt med tillgänglig transistortillverkningsteknik). Denna situation uppstår oftast vid design av integrerade kretsar. Vi kräver vanligtvis högre strömförstärkning h 21, högre ingångsresistansvärde h 11 eller mindre utgående konduktansvärde h 22 .

Olika kretsar av sammansatta transistorer kan förbättra parametrarna för transistorer. Det finns många möjligheter att implementera en sammansatt transistor från fälteffekt- eller bipolära transistorer med olika konduktiviteter, samtidigt som man förbättrar dess parametrar. Det mest utbredda är Darlington-systemet. I det enklaste fallet är detta anslutningen av två transistorer med samma polaritet. Ett exempel på en Darlington-krets som använder npn-transistorer visas i figur 1.

Figur 1 Darlington-krets som använder NPN-transistorer

Ovanstående krets är ekvivalent med en enkel NPN-transistor. I denna krets är emitterströmmen för transistorn VT1 basströmmen för transistorn VT2. Kollektorströmmen för den sammansatta transistorn bestäms huvudsakligen av strömmen för transistorn VT2. Den största fördelen med Darlington-kretsen är den höga strömförstärkningen h 21, vilket ungefär kan definieras som produkten h 21 transistorer som ingår i kretsen:

(1)

Man bör dock hålla i minnet att koefficienten h 21 beror ganska starkt på kollektorströmmen. Därför, vid låga värden på kollektorströmmen för transistor VT1, kan dess värde minska avsevärt. Exempel på beroende h 21 från kollektorströmmen för olika transistorer visas i figur 2

Figur 2 Transistorförstärkningens beroende av kollektorströmmen

Som framgår av dessa grafer, koefficienten h 21e förändras praktiskt taget inte för endast två transistorer: den inhemska KT361V och den utländska BC846A. För andra transistorer beror strömförstärkningen avsevärt på kollektorströmmen.

I det fall då basströmmen för transistor VT2 är tillräckligt liten, kan kollektorströmmen för transistor VT1 vara otillräcklig för att ge det erforderliga strömförstärkningsvärdet h 21. I det här fallet ökar koefficienten h 21 och följaktligen kan en minskning av basströmmen för den sammansatta transistorn uppnås genom att öka kollektorströmmen för transistorn VT1. För att göra detta är ett extra motstånd anslutet mellan basen och emittern på transistorn VT2, som visas i figur 3.

Figur 3 Komposit Darlington-transistor med ett extra motstånd i den första transistorns emitterkrets

Låt oss till exempel definiera elementen för en Darlington-krets monterad på BC846A-transistorer. Låt strömmen i transistorn VT2 vara lika med 1 mA. Då kommer dess basström att vara lika med:

(2)

Vid denna ström, strömförstärkningen h 21 sjunker kraftigt och den totala strömförstärkningen kan vara betydligt mindre än den beräknade. Genom att öka kollektorströmmen för transistor VT1 med hjälp av ett motstånd kan du avsevärt öka värdet på den totala förstärkningen h 21. Eftersom spänningen vid basen av transistorn är en konstant (för en kiseltransistor u vara = 0,7 V), då beräknar vi enligt Ohms lag:

(3)

I det här fallet kan vi förvänta oss en strömförstärkning på upp till 40 000. Det är så många inhemska och utländska superbetta-transistorer som tillverkas, som KT972, KT973 eller KT825, TIP41C, TIP42C. Darlington-kretsen används flitigt i utgångsstegen för till exempel lågfrekventa förstärkare (), operationsförstärkare och även digitala.

Det bör noteras att Darlington-kretsen har nackdelen med ökad spänning U ke. Om det är i vanliga transistorer U ke är 0,2 V, sedan i en sammansatt transistor ökar denna spänning till 0,9 V. Detta beror på behovet av att öppna transistor VT1, och för detta bör en spänning på 0,7 V appliceras på dess bas (om vi överväger kiseltransistorer) .

För att eliminera denna nackdel utvecklades en sammansatt transistorkrets som använder komplementära transistorer. På det ryska Internet kallades det Siklai-schemat. Detta namn kommer från boken av Tietze och Schenk, även om detta schema tidigare hade ett annat namn. Till exempel, i sovjetisk litteratur kallades det ett paradoxalt par. I boken av W.E. Helein och W.H. Holmes kallas en sammansatt transistor baserad på komplementära transistorer en vit krets, så vi kommer helt enkelt att kalla den en sammansatt transistor. Kretsen för en sammansatt pnp-transistor som använder komplementära transistorer visas i figur 4.

Figur 4 Sammansatt pnp-transistor baserad på komplementära transistorer

En NPN-transistor bildas på exakt samma sätt. Kretsen för en sammansatt npn-transistor som använder komplementära transistorer visas i figur 5.

Figur 5 Sammansatt npn-transistor baserad på komplementära transistorer

I referenslistan ges förstaplatsen av boken utgiven 1974, men det finns BÖCKER och andra publikationer. Det finns grunder som inte blir föråldrade under lång tid och ett stort antal författare som helt enkelt upprepar dessa grunder. Du måste kunna säga saker tydligt! Under hela min yrkeskarriär har jag stött på mindre än tio BÖCKER. Jag rekommenderar alltid att lära sig analog kretsdesign från den här boken.

Senaste filuppdateringsdatum: 2018-06-18

Litteratur:

Tillsammans med artikeln "Composite transistor (Darlington circuit)" läser:

http://site/Sxemoteh/ShVklTrz/kaskod/

http://site/Sxemoteh/ShVklTrz/OE/