Darlington-komposiittitransistorin toiminta ja laite. Vakio TTL-sarja Kuinka multivibraattori toimii

Sarjan looginen peruselementti on JA-EI looginen elementti. Kuvassa Kuva 2.3 esittää kaavioita kolmesta alkuperäisestä NAND TTL -elementistä. Kaikki piirit sisältävät kolme pääastetta: transistoritulo VT1, joka toteuttaa loogisen AND-funktion; vaiheen erottava transistori VT2 ja push-pull-lähtöaste.

Kuva 2.3.a. Kaaviokaavio K131-sarjan peruselementistä

K131-sarjan loogisen elementin (Kuva 2.3.a) toimintaperiaate on seuraava: kun matalan tason signaali (0 - 0,4V) vastaanotetaan missä tahansa sisääntulossa, multin kanta-emitteriliitos. -emitteritransistori VT1 on eteenpäin biasoitu (lukitsematon), ja lähes koko vastuksen R1 läpi kulkeva virta on haaroittunut maahan, minkä seurauksena VT2 sulkeutuu ja toimii katkaisutilassa. Vastuksen R2 läpi kulkeva virta kyllästää transistorin VT3 kannan. Darlington-piirin mukaan kytketyt transistorit VT3 ja VT4 muodostavat komposiittitransistorin, joka on emitteriseuraaja. Se toimii lähtöasteena signaalin tehon vahvistamiseksi. Korkean logiikkatason signaali generoidaan piirin lähtöön.

Jos kaikkiin tuloihin syötetään korkean tason signaali, moniemitteritransistorin VT1 kanta-emitteriliitos on suljetussa tilassa. Vastuksen R1 läpi kulkeva virta kyllästää transistorin VT1 kannan, minkä seurauksena transistorin VT5 lukitus avautuu ja piirin lähtöön asetetaan looginen nollataso.

Koska kytkentähetkellä transistorit VT4 ja VT5 ovat auki ja niiden läpi kulkee suuri virta, piiriin viedään rajoitusvastus R5.

VT2, R2 ja R3 muodostavat faasien erottavan kaskadin. Lähtö n-p-n transistorit on kytkettävä päälle yksitellen. Kaskadissa on kaksi lähtöä: kollektori ja emitteri, joiden signaalit ovat vastavaiheisia.

Diodit VD1 - VD3 suojaavat negatiivisia impulsseja vastaan.

Kuva 2.3.b, c. Kaaviokaaviot K155- ja K134-sarjojen peruselementeistä

K155- ja K134-sarjan mikropiireissä lähtöaste on rakennettu ei-komposiittitoistimelle (vain transistori VT3) ja saturoituva transistori VT5 tasonsiirtodiodin käyttöönotolla VD4(Kuva 2.3, b, c). Kaksi viimeistä vaihetta muodostavat monimutkaisen invertterin, joka toteuttaa loogisen NOT-toiminnon. Jos otat käyttöön kaksi vaiheerotteluastetta, OR-NOT-toiminto toteutetaan.

Kuvassa 2.3, ja näyttää K131-sarjan loogisen peruselementin (ulkomainen analogi - 74N). K155-sarjan peruselementti (ulkomainen analogi - 74) on esitetty kuvassa. 2.3, b, a kuvassa. 2.3, c - K134-sarjan elementti (ulkomainen analogi - 74L). Nyt näitä sarjoja ei käytännössä kehitetä.

Alkukehityksen TTL-mikropiirejä alettiin aktiivisesti korvata TTLSh-mikropiireillä, joiden sisäisessä rakenteessa on liitoksia Schottky-esteen kanssa. Schottky-liitostransistori (Schottky-transistori) perustuu hyvin tunnettuun tyydyttymättömän transistorikytkimen piiriin (kuva 2.4.a).

Kuva 2.4. Selitys Schottky-siirtymän rakenteen saamiseksi:
a - tyydyttymätön transistorikytkin; b - transistori Schottky-diodilla; c - Schottky-transistorin symboli.

Jotta transistori ei pääse kyllästymään, kollektorin ja kannan väliin on kytketty diodi. B. N. Kononov ehdotti ensimmäisenä takaisinkytkentädiodin käyttöä transistorin kyllästymisen poistamiseksi, mutta tässä tapauksessa se voi nousta 1 V:iin. Ihanteellinen diodi on Schottky-sulkudiodi. Se on metallin ja kevyesti seostetun n-puolijohteen välinen kosketus. Metallissa vain osa elektroneista on vapaita (valenssialueen ulkopuolella). Puolijohteessa vapaita elektroneja on johtavuusrajalla, joka syntyy epäpuhtausatomien lisäämisestä. Bias-jännitteen puuttuessa esteen molemmilla puolilla ylittävien elektronien määrä on sama, eli virtaa ei ole. Eteenpäin esijännitettynä elektroneilla on energiaa ylittää potentiaalieste ja kulkeutua metalliin. Bias-jännitteen kasvaessa esteen leveys pienenee ja myötävirta kasvaa nopeasti.

Käänteisessä esijännitteessä puolijohteessa olevat elektronit tarvitsevat enemmän energiaa potentiaaliesteen voittamiseksi. Metallin elektronien kohdalla potentiaalisulku ei riipu esijännitteestä, joten virtaa pieni käänteinen virta, joka pysyy käytännössä vakiona, kunnes lumivyöry tapahtuu.

Schottky-diodien virran määräävät enemmistön kantoaallot, joten se on suurempi samalla myötäsuuntaisella biasilla, ja siksi eteenpäin suuntautuva jännitehäviö Schottky-diodin yli on pienempi kuin tavanomaisessa p-n-liitoksessa tietyllä virralla. Siten Schottky-diodin avautumiskynnysjännite on suuruusluokkaa (0,2-0,3) V, toisin kuin tavanomaisen piidiodin kynnysjännite 0,7 V, ja se vähentää merkittävästi puolijohteen vähemmistökantoaaltojen käyttöikää.

Kuvan kaaviossa 2.4, b transistori VT1 estää kyllästymästä Shatky-diodilla, jolla on matala avautumiskynnys (0,2...0,3) V, joten jännite nousee hieman verrattuna kyllästettyyn transistoriin VT1. Kuvassa 2.4, c esittää piirin "Schottky-transistorilla". Schottky-transistoreiden perusteella valmistettiin kahden TTLSh-pääsarjan mikropiirit (kuva 2.5).

Kuvassa 2.5, ja näyttää kaavion nopeasta logiikkaelementistä, jota käytetään K531-sarjan mikropiirien perustana (ulkomainen analogi - 74S), (S on saksalaisen fyysikon Schottkyn sukunimen alkukirjain). Tässä elementissä transistorille tehty vaiheerotuskaskadin emitteripiiri VT2, virtageneraattori on kytketty päälle - transistori VT6 vastusten kanssa R4 Ja R5. Tämän avulla voit lisätä logiikkaelementin suorituskykyä. Muuten tämä looginen elementti on samanlainen kuin K131-sarjan peruselementti. Schottky-transistorien käyttöönotto mahdollisti kuitenkin vähentämisen tzd.r kaksinkertaistunut.

Kuvassa 2.5, b näyttää kaavion K555-sarjan loogisesta peruselementistä (ulkomainen analogi - 74LS). Tässä piirissä käytetään moniemitteritransistorin sijaan Schottky-diodien matriisia tulossa. Shatky-diodien käyttöönotto eliminoi ylimääräisten perusvarausten kertymisen, mikä lisää transistorin sammutusaikaa ja varmistaa kytkentäajan vakauden lämpötila-alueella.

Pääteasteen ylävarren vastus R6 luo tarvittavan jännitteen transistorin pohjaan VT3 avataksesi sen. Tehonkulutuksen vähentämiseksi, kun portti on kiinni (), vastus R6 ei liitä yhteiseen väylään, vaan elementin lähtöön.

Diodi VD7, kytketty sarjaan R6 ja rinnakkain vaiheenerotuskaskadin kollektorikuormitusvastuksen kanssa R2, voit vähentää piirin käynnistysviivettä käyttämällä osaa kuormakapasitanssiin varastoidusta energiasta transistorin kollektorivirran lisäämiseen VT1 siirtymätilassa.

Transistori VT3 on toteutettu ilman Schottky-diodeja, koska se toimii aktiivisessa tilassa (emitteriseuraaja).

Tässä artikkelissa puhumme multivibraattorista, sen toiminnasta, kuorman kytkemisestä multivibraattoriin ja transistorisymmetrisen multivibraattorin laskemisesta.

Multivibraattori on yksinkertainen suorakaiteen muotoinen pulssigeneraattori, joka toimii itseoskillaattoritilassa. Käyttääksesi sitä tarvitset vain virtaa akusta tai muusta virtalähteestä. Tarkastellaan yksinkertaisinta symmetristä multivibraattoria transistoreilla. Sen kaavio on esitetty kuvassa. Multivibraattori voi olla monimutkaisempi riippuen tarvittavista toiminnoista, mutta kaikki kuvassa esitetyt elementit ovat pakollisia, ilman niitä multivibraattori ei toimi.

Symmetrisen multivibraattorin toiminta perustuu kondensaattorien varaus-purkausprosesseihin, jotka yhdessä vastusten kanssa muodostavat RC-piirejä.

Kirjoitin aiemmin RC-piirien toiminnasta artikkelissani Kondensaattori, jonka voit lukea verkkosivustoltani. Internetistä, jos löydät materiaalia symmetrisestä multivibraattorista, se esitetään lyhyesti eikä ymmärrettävästi. Tämä seikka ei anna aloittelevien radioamatöörien ymmärtää mitään, vaan auttaa vain kokeneita elektroniikkainsinöörejä muistamaan jotain. Erään sivustoni vierailijan pyynnöstä päätin poistaa tämän aukon.

Miten multivibraattori toimii?

Tehonsyötön alkuhetkellä kondensaattorit C1 ja C2 purkautuvat, joten niiden virtavastus on pieni. Kondensaattorien alhainen resistanssi johtaa transistorien "nopeaan" avautumiseen virran aiheuttamana:

— VT2 polkua pitkin (näkyy punaisella): "+ teholähde > vastus R1 > purkautuneen C1:n pieni resistanssi > kanta-emitteriliitos VT2 > — virtalähde";

— VT1 polulla (näkyy sinisellä): "+ teholähde > vastus R4 > purkautuneen C2:n pieni resistanssi > kanta-emitteriliitos VT1 > — virtalähde."

Tämä on multivibraattorin "epävakaa" toimintatapa. Se kestää hyvin lyhyen ajan, jonka määrää vain transistorien nopeus. Eikä ole olemassa kahta parametriltaan täysin identtistä transistoria. Kumpi transistori aukeaa nopeammin, pysyy auki - "voittaja". Oletetaan, että kaaviossamme se osoittautuu VT2:ksi. Sitten purkautuneen kondensaattorin C2 pienen resistanssin ja kollektori-emitteriliitoksen VT2 pienen vastuksen kautta transistorin VT1 kanta oikosuljetaan emitteriin VT1. Seurauksena on, että transistori VT1 pakotetaan sulkeutumaan - "tule tappiolle".

Koska transistori VT1 on kiinni, kondensaattorin C1 "nopea" lataus tapahtuu polulla: "+ teholähde > vastus R1 > purkautuneen C1:n pieni resistanssi > kanta-emitteriliitos VT2 > — virtalähde." Tämä lataus tapahtuu lähes virtalähteen jännitteeseen asti.

Samanaikaisesti kondensaattori C2 ladataan käänteisellä polariteetilla polkua pitkin: "+ virtalähde > vastus R3 > purkautuneen C2:n pieni resistanssi > kollektori-emitteriliitos VT2 > — virtalähde." Latauksen kesto määräytyy luokituksen R3 ja C2 mukaan. Ne määrittävät ajan, jolloin VT1 on suljetussa tilassa.

Kun kondensaattori C2 ladataan jännitteeseen, joka on suunnilleen yhtä suuri kuin 0,7-1,0 voltin jännite, sen vastus kasvaa ja transistori VT1 avautuu jännitteellä, jota syötetään pitkin polkua: “+ teholähde > vastus R3 > kanta-emitteriliitos VT1 > - virtalähde." Tässä tapauksessa varatun kondensaattorin C1 jännite avoimen kollektori-emitteriliitoksen VT1 kautta syötetään transistorin VT2 emitteri-kantaliitokseen käänteisellä polariteetilla. Tämän seurauksena VT2 sulkeutuu ja virta, joka on aiemmin kulkenut avoimen kollektori-emitteriliitoksen VT2 kautta, kulkee piirin läpi: “+ teholähde > vastus R4 > pieni vastus C2 > kanta-emitteriliitos VT1 > — virtalähde. ” Tämä piiri lataa nopeasti kondensaattorin C2. Tästä hetkestä lähtien "steady-state" -itsegenerointitila alkaa.

Symmetrisen multivibraattorin toiminta "steady-state" -generointitilassa

Multivibraattorin ensimmäinen puolijakso (värähtely) alkaa.

Kun transistori VT1 on auki ja VT2 kiinni, kuten juuri kirjoitin, kondensaattori C2 latautuu nopeasti (yhden napaisuuden 0,7...1,0 voltin jännitteestä vastakkaisen napaisuuden virtalähteen jännitteeseen) pitkin piiriä : "+ virtalähde > vastus R4 > pieni vastus C2 > kanta-emitteriliitos VT1 > - virtalähde." Lisäksi kondensaattori C1 latautuu hitaasti (yhden napaisuuden virtalähteen jännitteestä 0,7...1,0 voltin jännitteeseen päinvastaiseen napaisuuteen) pitkin piiriä: “+ virtalähde > vastus R2 > oikea levy C1 > vasen levy C1 > transistorin VT1 kollektori-emitteriliitos > - - virtalähde."

Kun C1:n uudelleenlatauksen seurauksena VT2:n kannan jännite saavuttaa +0,6 voltin arvon suhteessa VT2:n emitteriin, transistori avautuu. Siksi varatun kondensaattorin C2 jännite avoimen kollektori-emitteriliitoksen VT2 kautta syötetään transistorin VT1 emitteri-kantaliitokseen käänteisellä polariteetilla. VT1 sulkeutuu.

Multivibraattorin toinen puolijakso (värähtely) alkaa.

Kun transistori VT2 on auki ja VT1 kiinni, kondensaattori C1 latautuu nopeasti (yhden napaisuuden 0,7...1,0 voltin jännitteestä vastakkaisen napaisuuden virtalähteen jännitteeseen) pitkin piiriä: “+ virtalähde > vastus R1 > pieni vastus C1 > perusemitteriliitos VT2 > - virtalähde." Lisäksi kondensaattori C2 latautuu hitaasti (yhden napaisuuden virtalähteen jännitteestä 0,7...1,0 voltin jännitteeseen, jonka napaisuus on vastakkainen) pitkin piiriä: "C2:n oikea levy > kollektori-emitteri liitos transistori VT2 > - virtalähde > + lähdeteho > vastus R3 > vasen levy C2". Kun jännite VT1:n kannalla saavuttaa +0,6 volttia suhteessa VT1:n emitteriin, transistori avautuu. Siksi varatun kondensaattorin C1 jännite avoimen kollektori-emitteriliitoksen VT1 kautta syötetään transistorin VT2 emitteri-kantaliitokseen käänteisellä polariteetilla. VT2 sulkeutuu. Tässä vaiheessa multivibraattorin värähtelyn toinen puolijakso päättyy ja ensimmäinen puolijakso alkaa uudelleen.

Prosessi toistetaan, kunnes multivibraattori irrotetaan virtalähteestä.

Menetelmät kuorman liittämiseksi symmetriseen multivibraattoriin

Suorakulmaiset pulssit poistetaan symmetrisen multivibraattorin kahdesta pisteestä- transistorikollektorit. Kun yhdessä kollektorissa on "korkea" potentiaali, toisessa kerääjässä on "matala" potentiaali (se puuttuu) ja päinvastoin - kun yhdessä lähdössä on "matala" potentiaali, on "korkea" potentiaali toisaalta. Tämä näkyy selvästi alla olevasta aikakaaviosta.

Multivibraattorin kuorma on kytkettävä rinnan yhden kollektorivastuksen kanssa, mutta ei missään tapauksessa rinnan kollektori-emitteritransistoriliitoksen kanssa. Transistoria ei voi ohittaa kuormalla. Jos tämä ehto ei täyty, vähintään pulssien kesto muuttuu, ja enintään multivibraattori ei toimi. Alla oleva kuva näyttää, kuinka kuorma kytketään oikein ja miten sitä ei tehdä.

Jotta kuorma ei vaikuttaisi itse multivibraattoriin, sillä on oltava riittävä tulovastus. Tähän tarkoitukseen käytetään yleensä puskuritransistoriasteita.

Esimerkki osoittaa matalaimpedanssisen dynaamisen pään yhdistäminen multivibraattoriin. Lisävastus lisää puskuriasteen tuloresistanssia ja eliminoi siten puskuriasteen vaikutuksen multivibraattoritransistoriin. Sen arvon tulee olla vähintään 10 kertaa kollektorivastuksen arvo. Kahden transistorin yhdistäminen "komposiittitransistori" -piiriin lisää merkittävästi lähtövirtaa. Tässä tapauksessa on oikein kytkeä puskuriasteen kanta-emitteripiiri rinnakkain multivibraattorin kollektorivastuksen kanssa, ei rinnakkain multivibraattoritransistorin kollektori-emitteriliitoksen kanssa.

Korkeaimpedanssisen dynaamisen pään liittämiseen multivibraattoriin puskurivaihetta ei tarvita. Pää on kytketty yhden kollektorivastuksen sijaan. Ainoa ehto, joka on täytettävä, on, että dynaamisen pään läpi kulkeva virta ei saa ylittää transistorin maksimikollektorivirtaa.

Jos haluat liittää tavalliset LEDit multivibraattoriin– ”vilkkuvan valon” tekemiseen, puskurikaskadeja ei tarvita tähän. Ne voidaan kytkeä sarjaan kollektorivastusten kanssa. Tämä johtuu siitä, että LED-virta on pieni ja jännitehäviö sen yli käytön aikana on enintään yksi voltti. Siksi niillä ei ole vaikutusta multivibraattorin toimintaan. Totta, tämä ei koske superkirkkaita LEDejä, joiden käyttövirta on suurempi ja jännitehäviö voi olla 3,5 - 10 volttia. Mutta tässä tapauksessa on ulospääsy - lisää syöttöjännitettä ja käytä suuritehoisia transistoreja, jotka tarjoavat riittävän kollektorivirran.

Huomaa, että oksidi- (elektrolyytti)kondensaattorit on kytketty positiivillaan transistorien keräilijöihin. Tämä johtuu siitä, että bipolaaristen transistorien kannoilla jännite ei nouse yli 0,7 voltin emitteriin nähden, ja meidän tapauksessamme emitterit ovat virtalähteen miinus. Mutta transistorien keräilijöissä jännite muuttuu melkein nollasta virtalähteen jännitteeseen. Oksidikondensaattorit eivät pysty suorittamaan tehtäväänsä, kun ne on kytketty käänteisellä polariteetilla. Luonnollisesti, jos käytät erilaisen rakenteen transistoreita (ei N-P-N, vaan P-N-P-rakenteita), virtalähteen napaisuuden muuttamisen lisäksi sinun on käännettävä LEDit katodeilla "ylös piirissä" ja kondensaattorit plussat transistorien kannaksiin.

Selvitetään se nyt Mitkä multivibraattorielementtien parametrit määräävät multivibraattorin lähtövirrat ja generointitaajuuden?

Mihin kollektorivastusten arvot vaikuttavat? Olen nähnyt joissakin keskinkertaisissa Internet-artikkeleissa, että kollektorivastusten arvot eivät vaikuta merkittävästi multivibraattorin taajuuteen. Tämä kaikki on täyttä hölynpölyä! Jos multivibraattori on laskettu oikein, näiden vastusten arvojen poikkeama yli viisi kertaa lasketusta arvosta ei muuta multivibraattorin taajuutta. Tärkeintä on, että niiden vastus on pienempi kuin perusvastukset, koska kollektorivastukset tarjoavat kondensaattorien nopean latauksen. Mutta toisaalta, kollektorivastusten arvot ovat tärkeimmät virrankulutuksen laskemiseen virtalähteestä, jonka arvo ei saa ylittää transistorien tehoa. Jos katsot sitä, oikein kytkettynä niillä ei ole edes suoraa vaikutusta multivibraattorin lähtötehoon. Mutta kytkentöjen välinen kesto (multibraattorin taajuus) määräytyy kondensaattoreiden "hitaalla" uudelleenlatauksella. Latausaika määräytyy RC-piirien - kantavastukset ja kondensaattorit (R2C1 ja R3C2) - arvoista.

Multivibraattori, vaikka sitä kutsutaan symmetriseksi, viittaa vain sen rakenteen piiriin, ja se voi tuottaa kestoltaan sekä symmetrisiä että epäsymmetrisiä lähtöpulsseja. VT1-kollektorin pulssin kesto (korkea taso) määräytyy arvoilla R3 ja C2, ja pulssin kesto (korkea taso) VT2-kollektorissa määritetään arvoilla R2 ja C1.

Kondensaattorien latausaika määritetään yksinkertaisella kaavalla, jossa Tau– pulssin kesto sekunneissa, R- vastuksen vastus ohmeina, KANSSA– Faradsin kondensaattorin kapasitanssi:

Joten, jos et ole jo unohtanut, mitä tässä artikkelissa kirjoitettiin pari kappaletta aikaisemmin:

Jos tasa-arvo on olemassa R2 = R3 Ja C1 = C2, multivibraattorin lähdöissä on "meander" - suorakaiteen muotoisia pulsseja, joiden kesto on yhtä suuri kuin pulssien väliset tauot, jotka näet kuvassa.

Multivibraattorin koko värähtelyjakso on T yhtä suuri kuin pulssin ja tauon kestojen summa:

Värähtelytaajuus F(Hz) suhteessa jaksoon T(s) suhteen kautta:

Yleensä, jos Internetissä on laskelmia radiopiireistä, ne ovat niukkoja. Siksi Lasketaan esimerkin avulla symmetrisen multivibraattorin elementit .

Kuten kaikki transistorin vaiheet, laskenta on suoritettava lopusta - lähdöstä. Ja lähdössä meillä on puskurivaihe, sitten on kollektorivastuksia. Kokoojavastukset R1 ja R4 suorittavat transistorien kuormituksen. Kollektorivastukset eivät vaikuta generointitaajuuteen. Ne lasketaan valittujen transistorien parametrien perusteella. Joten ensin lasketaan kollektorivastukset, sitten kantavastukset, sitten kondensaattorit ja sitten puskuriaste.

Transistorisymmetrisen multivibraattorin laskentamenetelmä ja esimerkki

Alkutiedot:

Syöttöjännite Ui.p. = 12 V.

Vaadittu multivibraattorin taajuus F = 0,2 Hz (T = 5 sekuntia), ja pulssin kesto on yhtä suuri kuin 1 (yksi sekunti.

Kuormana käytetään auton hehkulamppua. 12 volttia, 15 wattia.

Kuten arvasit, laskemme "vilkkuvan valon", joka vilkkuu kerran viidessä sekunnissa ja hehkun kesto on 1 sekunti.

Transistorien valinta multivibraattorille. Meillä on esimerkiksi neuvostoajan yleisimmät transistorit KT315G.

Heille: Pmax = 150 mW; Imax = 150 mA; h21>50.

Puskurivaiheen transistorit valitaan kuormitusvirran perusteella.

Jotta kaaviota ei kuvata kahdesti, olen jo allekirjoittanut kaavion elementtien arvot. Niiden laskelma esitetään tarkemmin päätöksessä.

Ratkaisu:

1. Ensinnäkin sinun on ymmärrettävä, että transistorin käyttäminen suurilla virroilla kytkentätilassa on turvallisempaa itse transistorille kuin käyttö vahvistustilassa. Siksi siirtymätilan tehoa ei tarvitse laskea silloin, kun vaihtosignaali kulkee transistorin staattisen tilan toimintapisteen "B" läpi - siirtyminen avoimesta tilasta suljettuun tilaan ja takaisin . Bipolaarisille transistoreille rakennetuissa pulssipiireissä teho lasketaan yleensä avoimessa tilassa oleville transistoreille.

Ensin määritetään transistorien maksimitehohäviö, jonka tulisi olla 20 prosenttia pienempi (tekijä 0,8) kuin viitekirjassa ilmoitettu transistorin maksimiteho. Mutta miksi meidän täytyy ajaa multivibraattori suurten virtojen jäykkään kehykseen? Ja jopa lisääntyneellä teholla energiankulutus virtalähteestä on suuri, mutta siitä on vain vähän hyötyä. Siksi, kun olemme määrittäneet transistorien suurimman tehohäviön, vähennämme sitä 3 kertaa. Tehonhäviön vähentäminen edelleen ei ole toivottavaa, koska bipolaarisiin transistoreihin perustuvan multivibraattorin toiminta matalavirtatilassa on "epävakaa" ilmiö. Jos virtalähdettä ei käytetä vain multivibraattorille tai se ei ole täysin vakaa, myös multivibraattorin taajuus "kelluu".

Määritämme suurimman tehohäviön: Pdis.max = 0,8 * Pmax = 0,8 * 150 mW = 120 mW

Määritämme nimellishajotetun tehon: Pdis.nom. = 120 / 3 = 40 mW

2. Määritä kollektorin virta avoimessa tilassa: Ik0 = Pdis.nom. / Ui.p. = 40mW / 12V = 3,3mA

Otetaan se suurimmaksi kollektorivirraksi.

3. Selvitetään kollektorikuorman resistanssin ja tehon arvo: Rk.total = Ui.p./Ik0 = 12V/3,3mA = 3,6 kOhm

Valitsemme olemassa olevasta nimellisalueesta vastukset, jotka ovat mahdollisimman lähellä 3,6 kOhmia. Vastusten nimellissarjan nimellisarvo on 3,6 kOhm, joten laskemme ensin multivibraattorin kollektorivastusten R1 ja R4 arvon: Rк = R1 = R4 = 3,6 kOhm.

Kollektorivastusten R1 ja R4 teho on yhtä suuri kuin transistorien nimellistehohäviö Pras.nom. = 40 mW. Käytämme vastuksia, joiden teho ylittää määritellyn Pras.nom. - tyyppi MLT-0.125.

4. Siirrytään perusvastusten R2 ja R3 laskemiseen. Niiden luokitus määräytyy transistorien h21 vahvistuksen perusteella. Samanaikaisesti multivibraattorin luotettavan toiminnan varmistamiseksi resistanssiarvon on oltava alueella: 5 kertaa suurempi kuin kollektorivastusten vastus ja pienempi kuin tuote Rк * h21. Meidän tapauksessamme Rmin = 3,6 * 5 = 18 kOhm ja Rmax = 3,6 * 50 = 180 kOhm

Siten vastuksen Rb (R2 ja R3) arvot voivat olla välillä 18...180 kOhm. Valitsemme ensin keskiarvon = 100 kOhm. Mutta se ei ole lopullinen, koska meidän on tarjottava multivibraattorin vaadittu taajuus, ja kuten aiemmin kirjoitin, multivibraattorin taajuus riippuu suoraan kantavastuksista R2 ja R3 sekä kondensaattoreiden kapasitanssista.

5. Laske kondensaattorien C1 ja C2 kapasitanssit ja tarvittaessa laske uudelleen R2:n ja R3:n arvot.

Kondensaattorin C1 kapasitanssin ja vastuksen R2 resistanssin arvot määräävät lähtöpulssin keston kollektorissa VT2. Tämän impulssin aikana meidän lamppumme pitäisi syttyä. Ja tilassa pulssin kesto oli asetettu 1 sekuntiin.

Määritetään kondensaattorin kapasitanssi: C1 = 1 sek / 100 kOhm = 10 µF

Kondensaattori, jonka kapasiteetti on 10 μF, sisältyy nimellisalueeseen, joten se sopii meille.

Kondensaattorin C2 kapasitanssin ja vastuksen R3 resistanssin arvot määräävät lähtöpulssin keston kollektorissa VT1. Juuri tämän pulssin aikana VT2-keräimessä on "tauko", eikä lamppumme pitäisi syttyä. Ja tilassa määritettiin täysi 5 sekunnin jakso ja pulssin kesto 1 sekunti. Siksi tauon kesto on 5 sekuntia – 1 sekunti = 4 sekuntia.

Muutettuamme latauksen kestokaavan, me Määritetään kondensaattorin kapasitanssi: C2 = 4 sek / 100 kOhm = 40 µF

Kondensaattori, jonka kapasiteetti on 40 μF, ei sisälly nimellisalueeseen, joten se ei sovi meille, ja otamme kondensaattorin, jonka kapasiteetti on 47 μF, mahdollisimman lähellä sitä. Mutta kuten ymmärrät, myös "tauko"-aika muuttuu. Tämän estämiseksi me Lasketaan vastuksen R3 resistanssi uudelleen tauon keston ja kondensaattorin C2 kapasitanssin perusteella: R3 = 4 s / 47 µF = 85 kOhm

Nimellissarjan mukaan vastuksen resistanssin lähin arvo on 82 kOhm.

Joten saimme multivibraattorielementtien arvot:

R1 = 3,6 kOhm, R2 = 100 kOhm, R3 = 82 kOhm, R4 = 3,6 kOhm, C1 = 10 µF, C2 = 47 µF.

6. Laske puskuriportaan vastuksen R5 arvo.

Multivibraattoriin kohdistuvan vaikutuksen poistamiseksi ylimääräisen rajoitusvastuksen R5 resistanssi valitaan vähintään 2 kertaa suuremmiksi kuin kollektorivastuksen R4 vastus (ja joissakin tapauksissa enemmän). Sen vastus yhdessä emitteri-kantaliitosten VT3 ja VT4 resistanssin kanssa ei tässä tapauksessa vaikuta multivibraattorin parametreihin.

R5 = R4 * 2 = 3,6 * 2 = 7,2 kOhm

Nimellissarjan mukaan lähin vastus on 7,5 kOhm.

Kun vastuksen arvo on R5 = 7,5 kOhm, puskurin portaan ohjausvirta on yhtä suuri:

Icontrol = (Ui.p. - Ube) / R5 = (12v - 1,2v) / 7,5 kOhm = 1,44 mA

Lisäksi, kuten aiemmin kirjoitin, multivibraattoritransistoreiden kollektorikuormitus ei vaikuta sen taajuuteen, joten jos sinulla ei ole tällaista vastusta, voit korvata sen toisella ”suljetulla” arvolla (5 ... 9 kOhm). ). On parempi, jos tämä on laskusuuntainen, jotta puskurivaiheen ohjausvirta ei putoa. Mutta muista, että lisävastus on lisäkuorma multivibraattorin transistorille VT2, joten tämän vastuksen läpi kulkeva virta summautuu kollektorivastuksen R4 virtaan ja on kuormitus transistorille VT2: Yhteensä = Ik + Icontrol. = 3,3 mA + 1,44 mA = 4,74 mA

Transistorin VT2 kollektorin kokonaiskuorma on normaaleissa rajoissa. Jos se ylittää viitekirjassa määritellyn maksimikollektorivirran ja kerrottuna kertoimella 0,8, lisää vastusta R4, kunnes kuormitusvirta pienenee riittävästi, tai käytä tehokkaampaa transistoria.

7. Meidän on annettava virtaa hehkulampulle In = Рн / Ui.p. = 15 W / 12 V = 1,25 A

Mutta puskuriportaan ohjausvirta on 1,44 mA. Multivibraattorin virtaa on lisättävä arvolla, joka on yhtä suuri kuin suhde:

In / Icontrol = 1,25A / 0,00144A = 870 kertaa.

Kuinka tehdä se? Merkittävään lähtövirran vahvistukseen käytä "komposiittitransistori" -piirin mukaan rakennettuja transistorikaskadeja. Ensimmäinen transistori on yleensä pienitehoinen (käytämme KT361G:tä), sillä on suurin vahvistus, ja toisen on tarjottava riittävä kuormavirta (otetaan yhtä yleinen KT814B). Sitten niiden lähetyskertoimet h21 kerrotaan. Eli KT361G-transistorille h21>50 ja KT814B-transistorille h21=40. Ja näiden "komposiittitransistori"-piirin mukaan kytkettyjen transistorien yleinen siirtokerroin: h21 = 50 * 40 = 2000. Tämä luku on suurempi kuin 870, joten nämä transistorit riittävät hehkulampun ohjaamiseen.

No, siinä kaikki!

Jos otamme esimerkiksi transistorin MJE3055T sen maksimivirta on 10A ja vahvistus on vain noin 50; vastaavasti, jotta se avautuisi kokonaan, sen on pumpattava noin kaksisataa milliampeeria virtaa alustaan. Tavallinen MK-lähtö ei kestä paljoa, mutta jos kytket niiden väliin heikomman transistorin (jonkinlainen BC337), joka pystyy vetämään tämän 200 mA, niin se on helppoa. Mutta tämä on siksi, että hän tietää. Entä jos sinun täytyy tehdä ohjausjärjestelmä improvisoidusta roskista - se on hyödyllinen.

Käytännössä valmiina transistorikokoonpanot. Ulkoisesti se ei eroa perinteisestä transistorista. Sama vartalo, samat kolme jalkaa. Siinä on vain paljon tehoa ja ohjausvirta on mikroskooppinen :) Hinnastoissa he eivät yleensä vaivaudu ja kirjoittavat yksinkertaisesti - Darlington-transistori tai komposiittitransistori.

Esimerkiksi pariskunta BDW93C(NPN) ja BDW94С(PNP) Tässä on niiden sisäinen rakenne tietolomakkeesta.

Lisäksi niitä on Darlingtonin kokoonpanot. Kun useita pakataan yhteen pakkaukseen kerralla. Välttämätön asia, kun tarvitset voimakasta LED-näyttöä tai askelmoottoria (). Erinomainen esimerkki tällaisesta rakenteesta - erittäin suosittu ja helposti saatavilla ULN2003, joka pystyy vetämään jopa 500 mA jokaiselle sen seitsemästä kokoonpanosta. Lähdöt ovat mahdollisia sisällyttää rinnakkain nostaaksesi nykyistä rajaa. Kaiken kaikkiaan yksi ULN voi kuljettaa jopa 3,5 A virtaa itsensä läpi, jos kaikki sen tulot ja lähdöt rinnakkaistaan. Minua siinä ilahduttaa se, että uloskäynti on sisäänkäyntiä vastapäätä, sen alle on erittäin kätevä reitittää lauta. Suoraan.

Tietolomake näyttää tämän sirun sisäisen rakenteen. Kuten näet, täällä on myös suojadiodeja. Huolimatta siitä, että ne on piirretty ikään kuin ne olisivat operaatiovahvistimia, lähtö on tässä avoimen kollektorin tyyppinen. Eli hän voi vain oikosulkua maahan. Mitä tulee selväksi samasta tietolomakkeesta, jos tarkastellaan yhden venttiilin rakennetta.

7.2 Transistori VT1

Transistorina VT1 käytämme transistoria KT339A, jolla on sama toimintapiste kuin transistorin VT2:lla:

Otetaan Rk = 100 (Ohm).

Lasketaan vastaavan piirin parametrit tietylle transistorille kaavoilla 5.1 - 5.13 ja 7.1 - 7.3.

Sk(req)=Sk(pass)*=2×=1,41 (pF), missä

Sk(pakollinen) - kollektoriliitoksen kapasitanssi tietyssä Uke0:ssa,

Sk(pasp) on Uke(pasp) keräimen kapasiteetin viitearvo.

rb = = 17,7 (ohm); gb = 0,057 (Cm), missä

rb-emäsvastus,

Palautussilmukan vakion viitearvo.

rе= ==6,54 (Ohm), missä

uudelleenlähettimen vastus.

gbe===1,51 (mS), missä

gbe-base-emitterin johtavuus,

Staattisen virransiirtokertoimen viitearvo yhteisessä emitteripiirissä.

Ce===0,803 (pF), missä

C on emitterin kapasiteetti,

transistorin rajataajuuden ft-viitearvo, jossa =1

Ri = = 1000 (Ohm), missä

Ri on transistorin lähtöresistanssi,

Uke0(add), Ik0(add) - vastaavasti kollektorin sallitun jännitteen nimikilpiarvot ja kollektorivirran vakiokomponentti.

– latausasteen tuloresistanssi ja syöttökapasitanssi.

Ylärajataajuudella edellytetään, että jokaisessa asteessa on 0,75 dB säröä. Tämä f:n arvo täyttää tekniset tiedot. Korjausta ei tarvita.

7.2.1 Lämpöstabilointikaavion laskenta

Kuten kappaleessa 7.1.1 sanottiin, tässä vahvistimessa emitterin lämpöstabilointi on hyväksyttävin, koska KT339A-transistori on pienitehoinen ja lisäksi emitterin stabilointi on helppo toteuttaa. Emitterin lämpöstabilointipiiri on esitetty kuvassa 4.1.

Laskentamenettely:

1. Valitse emitterin jännite, jakajavirta ja syöttöjännite;

2. Sitten lasketaan.

Jakajavirta valitaan yhtä suureksi kuin missä on transistorin kantavirta ja se lasketaan kaavalla:

Syöttöjännite lasketaan kaavalla: (V)

Vastuksen arvot lasketaan seuraavilla kaavoilla:

8. Tulopiirin aiheuttama särö

Kaavamainen kaavio kaskaditulopiiristä on esitetty kuvassa. 8.1.

Kuva 8.1 - Kaskaditulopiirin kaavio

Edellyttäen, että kaskadin tuloimpedanssi on approksimoitu rinnakkaisella RC-piirillä, tulopiirin lähetyskerroin suurtaajuusalueella kuvataan lausekkeella:

– kaskadin tuloresistanssi ja tulokapasitanssi.

Tulopiirin arvo lasketaan kaavalla (5.13), jossa arvo korvataan.

9. C f:n, R f:n, C r:n laskeminen

Vahvistimen piirikaavio sisältää neljä kytkentäkondensaattoria ja kolme stabilointikondensaattoria. Tekniset tiedot sanovat, että pulssin tasaisen yläosan vääristymä saa olla enintään 5%. Siksi jokaisen kytkentäkondensaattorin tulisi vääristää pulssin tasaista yläosaa enintään 0,71 %.

Tasainen vääristymä lasketaan kaavalla:

jossa τ ja on pulssin kesto.

Lasketaan τ n:

τ n ja C p liittyvät toisiinsa suhteella:

missä R l, R p - vastus kapasitanssin vasemmalle ja oikealle puolelle.

Lasketaan C r. Ensimmäisen asteen tuloresistanssi on yhtä suuri kuin rinnakkaisten vastusten vastus: tulotransistori, Rb1 ja Rb2.

R p =R in ||R b1 ||R b2 = 628 (Ohm)

Ensimmäisen portaan lähtöresistanssi on yhtä suuri kuin rinnakkaiskytkentä Rк ja transistorin Ri lähtöresistanssi.

R l = Rк||Ri = 90,3 (Ohm)

R p =R in ||R b1 ||R b2 = 620 (Ohm)

R l = Rк||Ri = 444 (Ohm)

R p =R in ||R b1 ||R b2 =48 (Ohm)

R l = Rк||Ri = 71 (Ohm)

R p = R n = 75 (Ohm)

jossa Cp1 on erotuskondensaattori Rg ja ensimmäisen vaiheen välillä, C12 - ensimmäisen ja toisen kaskadin välillä, C23 - toisen ja kolmannen välillä, C3 - viimeisen vaiheen ja kuorman välillä. Asettamalla kaikki muut säiliöt 479∙10 -9 F:iin varmistamme vaadittua pienemmän laskun.

Lasketaan R f ja C f (U R Ф =1V):

10. Johtopäätös

Tässä kurssiprojektissa on kehitetty transistoreilla 2T602A, KT339A pulssivahvistin, jolla on seuraavat tekniset ominaisuudet:

Ylärajataajuus 14 MHz;

Vahvistus 64 dB;

Generaattori ja kuormitusvastus 75 Ohm;

Syöttöjännite 18V.

Vahvistinpiiri on esitetty kuvassa 10.1.

Kuva 10.1 - Vahvistinpiiri

Vahvistimen ominaisuuksien laskennassa käytettiin seuraavaa ohjelmistoa: MathCad, Work Bench.

Kirjallisuus

1. Puolijohdelaitteet. Keski- ja suuritehoiset transistorit: Directory / A.A. Zaitsev, A.I. Mirkin, V.V. Mokryakov ja muut. Toimittanut A.V. Golomedova.-M.: Radio ja viestintä, 1989.-640 s.

2. Vahvistinportaiden suurtaajuisten korjauselementtien laskenta bipolaarisilla transistoreilla. Opetus- ja metodologinen käsikirja kurssisuunnittelusta radiotekniikan erikoisalojen opiskelijoille / A.A. Titov, Tomsk: Voi. osavaltio Ohjausjärjestelmien ja radioelektroniikan yliopisto, 2002. - 45 s.

Työskentely suoraan. Työviiva kulkee pisteiden Uke=Ek ja Ik=Ek÷Rn läpi ja leikkaa lähtöominaisuuksien (kantavirtojen) kuvaajat. Suurimman amplitudin saavuttamiseksi pulssivahvistinta laskettaessa toimintapiste valittiin lähemmäksi alinta jännitettä, koska viimeisessä vaiheessa on negatiivinen pulssi. Lähtöominaisuuksien kaavion mukaan (kuva 1) löytyi arvot IKpost = 4,5 mA, ....

Sf:n, Rf:n laskenta, ke 10. Johtopäätös Kirjallisuus TEKNINEN TEHTÄVÄ nro 2 kurssin suunnittelulle tieteenalalla "Ydinvoimalan piirit" opiskelijaryhmälle 180 Kurmanov B.A. Projektin aihe: Pulssivahvistin Generaattorin vastus Rg = 75 Ohm. Vahvistus K = 25 dB. Pulssin kesto 0,5 μs. Napaisuus on "positiivinen". Käyttösuhde 2. Laskeutumisaika 25 ns. Vapauta...

Että sovittaakseen kuormitusvastuksen kanssa on tarpeen asentaa emitteriseuraaja vahvistusvaiheiden jälkeen, piirretään vahvistinpiiri: 2.2 Vahvistimen staattisen tilan laskenta Laskemme ensimmäisen vahvistusasteen. Valitsemme ensimmäisen vahvistinasteen toimintapisteen. Sen ominaisuudet:...

Tulosignaalilähteen resistanssi ja siten optimaalisuuden muuttaminen säteilytyksen aikana ei johda kohinan lisäkasvuun. Säteilyvaikutukset IOU:ssa. Tekoälyn vaikutus IOU-parametreihin. Integroidut operaatiovahvistimet (IOA) ovat korkealaatuisia tarkkuusvahvistimia, jotka kuuluvat universaalien ja monitoimisten analogisten...

Radioelektronisten laitteiden piirejä suunniteltaessa on usein toivottavaa, että transistoreilla on paremmat parametrit kuin radioelektronisten komponenttien valmistajien tarjoamat mallit (tai parempia kuin mitä on mahdollista saatavilla olevalla transistorien valmistustekniikalla). Tämä tilanne kohdataan useimmiten integroitujen piirien suunnittelussa. Tarvitsemme yleensä suuremman virran vahvistuksen h 21, suurempi tulovastusarvo h 11 tai vähemmän ulostulon konduktanssiarvo h 22 .

Erilaiset komposiittitransistorien piirit voivat parantaa transistorien parametreja. On monia mahdollisuuksia toteuttaa komposiittitransistori eri johtavuudella olevista kenttä- tai bipolaarisista transistoreista ja samalla parantaa sen parametreja. Yleisin on Darlingtonin järjestelmä. Yksinkertaisimmassa tapauksessa tämä on kahden saman napaisuuden transistorin kytkentä. Esimerkki Darlington-piiristä, jossa käytetään npn-transistoreja, on esitetty kuvassa 1.

Kuva 1 Darlington-piiri NPN-transistoreilla

Yllä oleva piiri vastaa yhtä NPN-transistoria. Tässä piirissä transistorin VT1 emitterivirta on transistorin VT2 kantavirta. Komposiittitransistorin kollektorivirran määrää pääasiassa transistorin VT2 virta. Darlington-piirin tärkein etu on suuri virran vahvistus h 21, joka voidaan suunnilleen määritellä tuotteeksi h 21 transistoria mukana piirissä:

(1)

On kuitenkin pidettävä mielessä, että kerroin h 21 riippuu melko voimakkaasti kollektorivirrasta. Siksi transistorin VT1 kollektorivirran matalilla arvoilla sen arvo voi laskea merkittävästi. Esimerkki riippuvuudesta h 21 eri transistorien kollektorivirrasta on esitetty kuvassa 2

Kuva 2 Transistorin vahvistuksen riippuvuus kollektorivirrasta

Kuten näistä kaavioista voidaan nähdä, kerroin h 21e ei käytännössä muutu vain kahdelle transistorille: kotimaiselle KT361V:lle ja ulkomaiselle BC846A:lle. Muilla transistoreilla virran vahvistus riippuu merkittävästi kollektorivirrasta.

Siinä tapauksessa, että transistorin VT2 kantavirta on riittävän pieni, transistorin VT1 kollektorivirta saattaa olla riittämätön antamaan vaadittua virran vahvistusarvoa h 21. Tässä tapauksessa kerrointa lisätään h 21 ja vastaavasti komposiittitransistorin kantavirran pieneneminen voidaan saavuttaa lisäämällä transistorin VT1 kollektorivirtaa. Tätä varten ylimääräinen vastus on kytketty transistorin VT2 kannan ja emitterin väliin, kuten kuvassa 3.

Kuva 3 Komposiitti Darlington-transistori lisävastuksella ensimmäisen transistorin emitteripiirissä

Määritellään esimerkiksi BC846A-transistoreille kootun Darlington-piirin elementit Olkoon transistorin VT2 virta 1 mA. Sitten sen perusvirta on yhtä suuri:

(2)

Tällä virralla virran vahvistus h 21 putoaa jyrkästi ja kokonaisvirran vahvistus voi olla merkittävästi pienempi kuin laskettu. Lisäämällä transistorin VT1 kollektorivirtaa vastuksella, voit saada merkittävästi lisävahvistuksen arvoa h 21. Koska jännite transistorin pohjassa on vakio (piitransistorille u be = 0,7 V), laskemme Ohmin lain mukaan:

(3)

Tässä tapauksessa voimme odottaa virtavahvistusta jopa 40 000. Näin tehdään kotimaisia ​​ja ulkomaisia ​​superbetta-transistoreita, kuten KT972, KT973 tai KT825, TIP41C, TIP42C. Darlington-piiriä käytetään laajalti esimerkiksi matalataajuisten vahvistimien (), operaatiovahvistimien ja jopa digitaalisten vahvistimien lähtöasteessa.

On huomattava, että Darlington-piirin haittapuolena on lisääntynyt jännite U ke. Jos tavallisissa transistoreissa U ke on 0,2 V, niin komposiittitransistorissa tämä jännite nousee 0,9 V:iin. Tämä johtuu tarpeesta avata transistori VT1, ja tätä varten sen kantaan tulisi asettaa 0,7 V jännite (jos harkitsemme piitransistoreita) .

Tämän epäkohdan poistamiseksi kehitettiin komplementaarisia transistoreja käyttävä yhdistelmätransistoripiiri. Venäjän Internetissä sitä kutsuttiin Siklai-järjestelmäksi. Tämä nimi tulee Tietzen ja Schenkin kirjasta, vaikka tällä järjestelmällä oli aiemmin eri nimi. Esimerkiksi Neuvostoliiton kirjallisuudessa sitä kutsuttiin paradoksaaliseksi pariksi. W.E. Heleinin ja W.H. Holmesin kirjassa komplementaarisiin transistoreihin perustuvaa yhdistelmätransistoria kutsutaan valkoiseksi piiriksi, joten kutsumme sitä yksinkertaisesti yhdistetransistoriksi. Komplementaarisia transistoreja käyttävän komposiitti-pnp-transistorin piiri on esitetty kuvassa 4.

Kuva 4 Komplementaarisiin transistoreihin perustuva komposiitti pnp-transistori

NPN-transistori muodostetaan täsmälleen samalla tavalla. Komplementaarisia transistoreja käyttävän npn-komposiittitransistorin piiri on esitetty kuvassa 5.

Kuva 5 Komplementaarisiin transistoreihin perustuva npn-komposiittitransistori

Lähdeluettelossa ykkössijalla on vuonna 1974 julkaistu kirja, mutta joukossa on KIRJOJA ja muita julkaisuja. On perusasiat, jotka eivät vanhene pitkään aikaan, ja valtava määrä kirjoittajia, jotka vain toistavat nämä perusasiat. Pitää osata sanoa asiat selkeästi! Koko ammattiurani aikana olen törmännyt alle kymmeneen KIRJAAN. Suosittelen aina analogisten piirien suunnittelun oppimista tästä kirjasta.

Tiedoston viimeisin päivityspäivä: 18.6.2018

Kirjallisuus:

Lue artikkelin "Komposiittitransistori (Darlington-piiri)" ohella:

http://site/Sxemoteh/ShVklTrz/kaskod/

http://site/Sxemoteh/ShVklTrz/OE/